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01市场趋势和测需求量态势为了防范因特网、服务器端和磁盘飞行速度和MB的更快降低的需求量，推动了100GbE，400Gbp和1Tbps的通讯的开发计划。而将近30Gbps的运动速度适配器被这些控制系统所改用。当处理过程很低30Gbps运动速度的频率时，相比之下传统文化较低空频率带有相当大的面对。本文详细描述了如何处理过程计时和数据信号的传送差异性，开展高速频率的摇晃容限次测试，以及处理过程高速传输的频域频率。02次测试准备好正确的测敦促恰当采用电子仪器。此外，也必需正确理解科学仪器的受限制。将近这些受限制的测一般而言测的是驾驶舱自身的属性，而非待测件(DUT)的属性。例如，当采用滤波电子电路开展时域测时，如果时域内涵盖由滤波电子电路信道区域以外的Hz矢量，那么读取时域的主观属性不能被推测，同样，推测的是滤波电子电路的属性。对于摇晃容限次测试来说也是相似的，如果在次测试之中摇晃将近了科学仪器之中设立摇晃容限，科学仪器的摇晃容限而非DUT的摇晃容限都会被推测在结果之中。如果次测试科学仪器核心涵盖有G安flip安flop,FIFO,或者其他较重均会器件或者相似计时回复的PLL器件，此类器件都会视为摇晃容限次测试的难题。当开展摇晃容限次测试时，明白电子仪器的实际上次测试效能受限制相当有前提。即使在测控制系统之中的电子仪器有充分的摇晃容限，次测试结果似乎都会比DUT实际上属性很差，衡量实际上设立。已经有数据信号运动速度增加敦促宽松检验摇晃的直接影响，以受保护频率传送密度。由于噪音生存环境的严峻直接影响(例如来自电路、能量及PLL)，次测试集成电路摇晃的流入更加愈加繁复和更快，并且总摇晃用量描绘出攀升态势。在这些必需下，摇晃容限次测试需要考量以前不能组成大原因的计划的直接影响，例如次测试控制系统之中计时和数据信号的梯度间距差异性。下一节简介处理过程计时和资料梯度间距时的指引。03计时和资料梯度间距的差异性本节详细描述测控制系统之中计时和资料梯度间距，以振幅码型检测器(PPG)通过待测件和计时回复三组(CRU)页面至误码激光(DD)为例。所示 3.1:摇晃容限次测试控制系统DUT的资料负载页面至CRU。CRU将数据信号分作兵分：一路通过单独通过，未曾发生变化频率后开展负载，另一路连接起来至计时恢复电路。CRU负载数据信号，计时频率从数据信号之中回复。此处，非常了计时的均会和CRU的资料负载。由于资料经由CRU 被直观划分，资料都会通过一个更为较长的梯度。同时，计时频率基于数据信号回复，计时恢复电路本身都会有一些反应时间。因此，比起于数据信号，计时频率都会有较短的梯度。所示 3.2:CRUI/OTiming所示3.2展览的并非心脏病发资料读取直到计时回复的一段时间。而展览的是特定资料交会点和增益中间计时外缘，其中Diego是 CRU读取资料， It是CRU 负载资料， Company是CRU回复的计时负载。虽然采用实际上CRU不能确切资料外缘均会增益应该中间，但如果增益中间，断言我们可以断定，即使在非常他年的传输速率下，所示3.2之中的Dt和Ct一段时间也不能发生变化。图中Dt 大概资料读取到CRU 至负载的链路推迟，Ct大概资料读取到CRU至回复计时负载的推迟。虽然我们不会正确地单个传输速率下的Company和It时域，来确切Dt和Ct的边偏心率应该定值，但是我们可以正确地多个传输速率下的时域来辨别Dt和Ct定值的资料和计时外缘。无论传输速率如何，Dt和Ct间的亲密关系是定值的，这种亲密关系被称之为“也就是说增益中间”。所示 3.3:CRUI/OTiming(较高传输速率)在次测试控制系统之中，我们还需要明白在DD之中计时和数据信号的梯度间距的差异性。为了正确测数据信号，科学仪器的其设计需要使到第一个G安flip安flop是最较长的。计时频率梯度通常比数据信号梯度较短，因为在DD侧前端的器件分解成加法器计时。如图3.4下图，这致使Ct安dff一段时间比Dt安dff.较短。所示 3.4:DD 之中的梯度和数据流此外，如果带有G安flip安flop的三组，例如未及过重三组，在次测试控制系统的两端被连接起来，PPG和未及过重数间资料和计时频率梯度间距需要以不同形式确定。所示3.5: PPG和未及过重接口数间的连接起来和数据流例如，在未及过重的情况，PPG 负载半运动速度计时至预过重三组，未及过重三组减半后转变成后退计时。在这种情况，PPG和未及过重三组数间由于采用显卡半运动速度计时的器件反应时间，使得计时传送复杂程度(B安emp)比链路复杂程度相当大(G安demp)。在这些情况，为了在这些的设备数间中间计时和资料的增益，用做连接起来如CRU和DD、PPG和未及过重三组的电线间距，需要顾及的设备核心频率梯度的差异性以开展变动。由于CRU和DD间的计时梯度由于(Ct–Dt)+(Ct安dff–Dt安dff)较短，因此资料电线需要根据复杂程度差来加长(所示.3.2和3.4)。类似的，PPG和未及过重三组计时和资料可以通过加长资料梯度来中间(所示.3.5)。如果摇晃直接影响非常小，在DD侧计时和数据信号也就是说中间是并未前提的。如果在DD之中第一个G安flip安flop之中计时和资料实现始终保持一段时间和设立一段时间的必需，马上可以开展有效率测。偏差激光有启动时追踪和其他属性以启动时变动资料和计时亲密关系，所以一般情况，需瞩目科学仪器核心的资料和计时的亲密关系。类似的，如果摇晃的直接影响非常小，应用程序需变动Anritsu 未及过重三组的增益亲密关系，因为其核心都会启动时开展计时和资料增益的变动。月里，那摇晃直接影响非常大的情形如何？如上述，我们需考量在摇晃直接影响较时长的也就是说增益，但是如果摇晃直接影响非常大时，测控制系统需要考量也就是说增益。月里的例证详细描述了摇晃造成了的直接影响，实际通过非常将10安kHz，10 GUI，正弦波摇晃流入于10安传输速度资料信后资料交会点的波动来通过观察。在50安Ω 传送电线上，数字信号一般而言以4.75 s/cm 的飞行速度传送。这一位这当采用电子电路开展数据信号测时，每发生变化电线间距10cm时，时域一段距离都会相对速度475 rpm。10安传输速度 数据信号的每个周期性都是100安rpm 总长，所以流入10UI摇晃都会使交会点在1000ps内直达。在这种情况，资料交会点将旋转min1000 rpm z 2的英哩，在采用上述4.75 s/cm 的数字信号Mbit开展变换，这个间距等同于左右42 吋。月里，考量摇晃采样运动速度。10 kHz摇晃采样赴援仅仅以10 kHz运动速度旋转42 吋 (即 每100ms)。类似的，10Mhz 的摇晃采样赴援仅仅每100 s旋转42 吋英哩。换言之，在不同摇晃下，较慢的摇晃采样率会有相当大的旋转英哩。所示 3.6: 1UI 摇晃下相同摇晃采样赴援下面如今，考量计时和资料梯度相同的情形(即并增益并非基本上轴对称)。例如，如果计时电线是1 cm，资料电线为50 吋，都会有50cm 的梯度差异。换言之，数据信号都会在发送给后的2.375 s后被接获，计时频率都会在发送给后4.75 s后被接获。一般而言情况，讯号都会顾及此时钟内推迟来变动增益，以建模计时和资料间的亲密关系。意味着，增益的设立将使攀升沿紧邻两个资料交会点的该中心以保障充分的设立和始终保持一段时间。如今，考量当摇晃流入于联动资料并且同时发送给的计时频率时的波动，只瞩目由于摇晃引来的计时攀升沿和资料交会点间亲密关系的波动。即使在存有摇晃的情况，在计时和资料助手发生变化的情况，并且最佳增益亲密关系给予始终保持，那么偏差不能消失。然而，在资料或计时转送梯度涵盖受限制摇晃矢量信道的PLL之类的器件，并且摇晃采样Hz在器件信道外，都会在转送测定导致偏差。偏差遭遇的情况是计时和资料之中的摇晃用量相同，并且计时和资料间的增益亲密关系将将近转送器件的设立和始终保持一段时间受限制。为了详细描述致使也就是说增益偏差的反应机理，该解读断言测控制系统之中并未信道受限制器件。由摇晃引来的计时和资料增益亲密关系波动以数字信号本身不同飞行速度传送。因此，如果计时和资料外缘同时开始旋转，并且梯度间距差异超出50安吋，则资料的波动将在2.375s内出发讯号，而计时测定的波动是4.75 s。如果在这2.375 s内转送斜的计时和资料相位更加极大，以至于不能保障设立和始终保持一段时间，则讯息不能恰当传送，引来偏差。流入10安kHz、10UI、正弦波摇晃都会引来计时和资料在1s 内以100UI 直达旋转。在2.375 s间隔时间集成电路，对计时和资料增益亲密关系的直接影响不应较大，因为旋转仅为475nUI(10UI/10Hzx2(直达)x2.375s)。同时，流入、10安KHz、10UI、正弦波摇晃都会对计时和资料增益亲密关系有极大的直接影响，因为通过不同的数值，旋转为475mUI(10UI/10MHzx2(直达)x2.375s)。在不大摇晃采样运动速度、摇晃采样用量以及计时和资料梯度间距的差异性时，这种直接影响相当大。这种直接影响都会随着传输速率降低而降低，因为在较高传输速率下更为无可保障讯号增益回授。最近在资料Mbit的增加致使了较为宽松的摇晃容限敦促。因此，虽然在之后不考量资料和计时的也就是说增益，如今实现测控制系统时需要归属于考量区域。科学仪器供应商可以选定其计时和资料增益间的差异性。04频域测时的指引频域高速频率正要更加流行起来。频域频率的有几点劣势。例如，Device和xData可以作为其他频率的阈值电压，同时降低Device和xData阻抗噪音的直接影响。此外，比起于单端的设备，得到了两倍的电阻回授。然而，运动速度将近20Gbps频率必需认真处理过程，因为在某些必需下，电阻和增益回授比采用单端的设备时很差。前面将故事如何处理过程28Gbps频域频率。这类频率正要鼓励的发展之中。所示 4.1:频域测控制系统如上下图控制系统之中，当封装上的DUT通过电线连接起来到DD时，从DUT上负载的频域频率通过封装和电线并连接起来到DD。当处理过程频域频率时，DUT上所有频域梯度需要有不同间距。虽然我们可以通过封装上的梯度降低频域间的偏差，但时采用封装和测电线间的电缆线北路呢？这必需一个相当正确的增益也就是说电线。28安传输速度 频率周期性大概为35.7rpm。如前节说明了，数字信号属于50安Ω的传送电线上Mbit为4.75s/cm，所以周期性为35.7rpm 的28安传输速度频率的磁间距为7.5 厚度。换言之，7.5 厚度间距的电线都会有1安元组 的反应时间。当然，在默写必需下，控制系统不会全局频域频率，因为如果电线间距只有2到3 厚度，则错误左右为40%。所示 4.2:频域频率和复杂程度在所示 4.2 下图的定值引脚和高电平频率下，存有增益回授低于电阻回授的危险性。然而，由于传送电线信道和其他原因的受限制，实际上频率都会受到该组织的直接影响。因此，不会保障在引脚和高电平间基本上波动。所示4.3: 深受该组织 和反应时间直接影响的频域频率所示4.3 展览了频域频率数间存有反应时间下，尽管采用了频域频率，但单端的设备的电阻回授不能减半。如果向频率之中加进噪声或者其他噪音，则回授都会促使提高，当他们作为频域数字电路时，结果都会比采用单端的设备显然。此外，当光缆伸展或者形变时，大部分所有光缆间距亦会发生变化左右2到3ps。尽管极不必需去担心这点，但是采用单端的设备或较高传输速率时伸展光缆都会发生变化采用更快频率(如28Gbps)时的日立间距周期性的10%。所示4.4:光缆伸展引来的日立间距波动如何在这种情况采用频域频率？一种框架时在增益也就是说的电线的每末端降低一个区域左右为50至100 rpm的小推迟控制系统，并将日立间距变动为等于。的设备间的光缆伸展也需要最优化。即使如此，基本上减轻由于光缆伸展而导致的表面偏差一直是不不太可能的。在这种情况，另一种彻底解决形式是采用单端的设备开展测，而不是采用频域频率。下节简介如何测光缆间距。05如何测光缆间距差异性本节简介两种确切光缆间距应该相同的新方法。第一种是采用滤波电子电路检查和振幅频率时域；第二种是采用TDR。5.1 采用振幅时域检查和即使采用两条增益也就是说的电线和带有多个读取的滤波电子电路，我们仍旧不会通过同时连接起来两条光缆和次测试两个读取来测光缆间距应该不同，因为电子电路读取间存有核心错误。尽管大部分所有电子电路都有核心变动复杂程度的机能，但是我们只详细描述一种一次只测一个读取的新方法。所示5.1: PPG和滤波电子电路分成的次测试控制系统设立在模拟信号(如PPG)附近测的传输速率设立为1/10或者更为较高，方式也间距设立为1024位，16位为1，所有其他位为0。快要测的第一根电线(E) 连接起来到PPG负载和电子电路读取。所示 5.2:图样表达式通过观察电子电路上PPG的负载，以察看0到1间的一个交会点，并将此时域保留在电子电路上。月里，接地光缆E并将第二根光缆(C)连接起来到同一区域读取。如果光缆间距相当类似，则可以见到磁盘的第一光缆E时域和意味着推测的第二根光缆C间的差异性。所示 5.3:磁盘时域和推测时域间的差异性尽管可以通过在一段时间路径上降低解像度来开展更为精准的测，但是如果光缆间存有不大的间距负，则在发生变化光缆后不太可能不能推测用做非常的外缘。在这种情况，通过在一段时间路径上设立一个大略的解像度，并在通过观察两个光缆时域的外缘一段距离的同时慢慢降低解像度来过的精准的测。5.2 采用TDR检查和这种新方法采用TDR测光缆间距，而不是采用PPG和电子电路检查和振幅时域。将光缆的末端连接起来到TDR光缆侧，并使光缆的另一端始终保持未曾连接起来平衡状态。测开始时的时域如下所示下图。所示 5.4:TDR电线次测试推测对于未曾开端50安Ω电线，显示屏上的度角大部分时增益转变成非零的人口众多。降低一段时间路径的解像度，扫描消失无限增益的点并保留测结果。连接起来第二根电线并开展不同测。此处比如说，不是单独通知光缆间距的差异性，是中间轴上的差异性时光缆间距差异性的两倍，因为TDR从功用于发送给振幅并测直到折射离开的一段时间，这仅仅它推测振幅直达。06概括采用高速频率恰巧更加引人注目。本文从测摇晃容限和测频域频率两多方面简介了如何处理过程放大器间距以测定这些频率。这种争论是一般化；更为快速传输速率的情形仍不足之处彻底解决。
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【差分】电巢：放大器间距对高速频率误码次测试的直接影响
核心提示：01市场趋势和测需求量态势为了防范因特网、服务器端和磁盘飞行速度和MB的更快降低的需求量，推动了100GbE，400Gbp和1Tbps的通讯的开发计划。而将近30Gbps的运动速度适配器被这些控制系统所改用。当处理过程很低30Gbps运动速
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